逆變器將直流電變換成交流電，給交流負(fù)載供電，在太陽能光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、燃料電池發(fā)電以及蓄電池應(yīng)用等新能源供電場合具有至關(guān)重要的地位。

降壓型（電壓型）逆變器具有降壓特性，其直流側(cè)輸入電壓必須高于交流側(cè)輸出電壓峰值，其技術(shù)已經(jīng)十分成熟，被業(yè)界廣泛采用。

相比較于降壓型逆變器，升壓型（電流型）逆變器的直流側(cè)輸入電壓低于交流側(cè)輸出電壓峰值，具有過載或短路時(shí)可靠性高、輸出容量大等特點(diǎn)，并且升壓型逆變器以電感作為儲(chǔ)能元件，系統(tǒng)壽命要比以電解電容作為儲(chǔ)能元件的降壓型逆變器更長，在以光伏為輸入源的場合下可通過控制輸入側(cè)儲(chǔ)能電感電流，方便實(shí)現(xiàn)從弱光能至強(qiáng)光能全過程的利用。

近年來，升壓型逆變器引起了人們的關(guān)注，但傳統(tǒng)單級(jí)單相升壓型逆變器存在著固有缺陷，對(duì)此國內(nèi)外學(xué)者展開了研究工作。

1 傳統(tǒng)單級(jí)單相升壓型逆變器固有缺陷分析

傳統(tǒng)單級(jí)單相升壓型逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。圖中輸入側(cè)串有儲(chǔ)能電感L，4個(gè)與二極管串聯(lián)的功率開關(guān)管構(gòu)成逆變橋，逆變橋后接輸出濾波電容Co與負(fù)載ZL，其直流側(cè)輸入電壓Ui小于交流側(cè)輸出電壓uo的峰值。

每個(gè)高頻周期內(nèi)電路僅存在兩個(gè)模態(tài)，以u(píng)o＞0為例，存在著S1、S3導(dǎo)通和S2、S4關(guān)斷的充磁模態(tài)以及S1、S4導(dǎo)通和S2、S3關(guān)斷的饋能模態(tài)。該工作方式下，在|uo|＞Ui的區(qū)間里能夠滿足Boost變換器的工作規(guī)律，然而在|uo|＜Ui的區(qū)間里，電路無論處于充磁模態(tài)還是饋能模態(tài)，儲(chǔ)能電感電流iL都在增大，儲(chǔ)能電感L無法正常去磁，因此存在著輸出波形畸變嚴(yán)重且電感易飽和的固有缺陷。

圖1 傳統(tǒng)單級(jí)單相升壓型逆變器電路拓?fù)?/p>

2 基于傳統(tǒng)電路拓?fù)涞膯渭?jí)單相升壓型逆變器改進(jìn)控制策略

有相關(guān)研究就圖1所示的傳統(tǒng)單級(jí)單相升壓型逆變器提出了改進(jìn)控制策略。

2.1 主動(dòng)式非線性調(diào)制控制策略

有學(xué)者提出了一種降低輸出側(cè)低次諧波的主動(dòng)式非線性調(diào)制技術(shù)，提取直流側(cè)儲(chǔ)能電感電流的交直流分量、結(jié)合并網(wǎng)電流基準(zhǔn)進(jìn)行運(yùn)算，從而獲得抑制并網(wǎng)電流低次諧波的非線性脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation, PWM）信號(hào)，該控制策略下1kVA 80V DC/220V 50Hz AC的并網(wǎng)逆變器樣機(jī)輸出電流波形總諧波失真（total harmonic distortion, THD）為4.42%。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)，與傳統(tǒng)正弦脈沖寬度調(diào)制（sinusoidal pulse width modulation, SPWM）控制策略相比該控制策略較好地抑制了并網(wǎng)電流的三次諧波，但未報(bào)道其變換效率，且儲(chǔ)能電感較大，為21mH。

2.2 無源性控制策略

有學(xué)者提出一種無源性控制：基于對(duì)逆變器動(dòng)態(tài)模型的分析，設(shè)置合適的阻尼系數(shù)，將閉環(huán)系統(tǒng)的能量函數(shù)整定成所期望的能量函數(shù)，從而得出占空比的表達(dá)式是一個(gè)含有負(fù)載電阻值的函數(shù)，因此，控制的實(shí)現(xiàn)還需要對(duì)負(fù)載電阻阻值進(jìn)行預(yù)估。

該控制策略下225W 48V DC/106V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)輸出電壓波形THD為1.64%，但未報(bào)道其變換效率，且儲(chǔ)能電感仍然較大，為10mH。

2.3 分段式控制策略

有學(xué)者提出了一種分段式控制策略：在升壓階段，電路工作在雙環(huán)控制模式，即輸出電壓外環(huán)和電感電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)比例積分（proportional- integral, PI）補(bǔ)償控制：外環(huán)輸出電壓與參考電壓的誤差信號(hào)經(jīng)過PI補(bǔ)償之后作為內(nèi)環(huán)電感電流參考，再將電感電流與該參考的誤差經(jīng)PI補(bǔ)償獲得調(diào)制信號(hào)，最后調(diào)制信號(hào)與載波交截得到占空比；在降壓階段，電路一直工作于饋能模態(tài)。

該控制策略下，300W 24V DC/127V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)輸出電壓波形THD為6.5%，滿載時(shí)變換效率為82%，儲(chǔ)能電感為0.1mH。

實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，該方案有效降低了儲(chǔ)能電感值，但輸出電壓波形THD和變換效率還不夠理想。該實(shí)驗(yàn)使用逆阻型IGBT進(jìn)行，逆變橋側(cè)無串聯(lián)阻斷二極管。

2.4 改進(jìn)式載波調(diào)制控制策略

有學(xué)者提出了改進(jìn)式載波調(diào)制的控制策略：將電感電流值與固定的三角波峰值相乘，相乘所得數(shù)值作為三角載波的峰值，由于電感電流帶有二次分量，所得載波波形包絡(luò)線呈二倍頻狀，當(dāng)電感電流變化時(shí)，載波峰值變化，從而適時(shí)地調(diào)制占空比，抑制了輸入電流的脈動(dòng)。

電路采用電流外環(huán)、電壓內(nèi)環(huán)的控制方法，為了在不增加損耗的前提下減小并網(wǎng)電流的畸變，引入了虛擬阻尼技術(shù)。該控制策略下，儲(chǔ)能電感量為16mH。

該文還給出了250W 40V DC/70V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，在輸出功率200W時(shí)，并網(wǎng)電流波形THD為4.78%，變換效率為88%。該方案能夠獲得較為平穩(wěn)的輸入電流，并且抑制了并網(wǎng)電流的三次諧波。該實(shí)驗(yàn)使用逆阻型IGBT進(jìn)行，逆變橋側(cè)無串聯(lián)阻斷二極管。

3 新穎的單級(jí)單相升壓型逆變器電路拓?fù)浼捌淇刂撇呗裕裕?/h1>

3.1 由兩個(gè)Buck-Boost電路組成的逆變器

有學(xué)者提出的電路拓?fù)淙鐖D2所示，該電路由兩個(gè)Buck-Boost電路組成，每個(gè)工頻半周內(nèi)對(duì)應(yīng)其中一個(gè)Buck-Boost電路在工作。

圖2 由兩個(gè)Buck-Boost電路組成的逆變器電路拓?fù)?/p>

該方案需要確定SPWM的調(diào)制比M的臨界值以及儲(chǔ)能電感LBB的電感量臨界值，將電路設(shè)計(jì)為非連續(xù)導(dǎo)通模式（discontinuous conduction mode, DCM）運(yùn)行方式。以正半周為例：SWp1被高頻調(diào)制，SWp2保持導(dǎo)通，SWn1與SWn2保持關(guān)斷。

每個(gè)高頻周期存在3個(gè)模態(tài)：①SWp1導(dǎo)通時(shí)電源向電感儲(chǔ)能；②SWp1斷開，VDp導(dǎo)通，電感向輸出側(cè)饋能；③SWp1斷開，VDp截止，電感電流降為零。

該方案中，電感向輸出側(cè)饋能的模態(tài)是以儲(chǔ)能電感LBB、VDp、輸出側(cè)、SWp2構(gòu)成回路進(jìn)行的，并且電感電流斷續(xù)，實(shí)現(xiàn)了逆變電路中過零附近的降壓。

該方案需要兩個(gè)儲(chǔ)能電感，每個(gè)儲(chǔ)能電感量為0.22mH。該文還給出了300W 85V DC/106V AC的逆變器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，在輸出功率達(dá)到200W時(shí)，并網(wǎng)電流波形THD為6%左右，效率為80%左右，THD和變換效率都不夠理想。

3.2 組合式電流型逆變器

有學(xué)者所提出的組合式電流型逆變器電路拓?fù)淙鐖D3所示。

圖3 組合式電流型逆變器電路拓?fù)?/p>

該方案增設(shè)了與輸入源串聯(lián)的開關(guān)管Sp和與輸入源并聯(lián)的續(xù)流二極管VD5?？刂浦性O(shè)定儲(chǔ)能電感電流參考與逆變器輸出電壓參考，將儲(chǔ)能電感電流iL和輸出電壓uo分別與它們的參考進(jìn)行比較，以決定控制邏輯狀態(tài)量，從而決定電路的工作模態(tài)。

在儲(chǔ)能電感電流低于其參考時(shí)，電路工作在Sp閉合、橋臂直通（S1與S3閉合或S2與S4閉合）的充磁模態(tài)。在儲(chǔ)能電感電流高于其參考時(shí)，電路工作在Sp斷開、儲(chǔ)能電感L通過續(xù)流二極管VD5與負(fù)載進(jìn)行能量傳遞的模態(tài)。

該方案使用的儲(chǔ)能電感量為0.3mH。文中還給出了180W 48V DC/110V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，滿載時(shí)輸出電壓波形THD為3.87%，效率僅有78%。在該控制策略下，輸出電壓能較好地跟蹤其參考，儲(chǔ)能電感電流連續(xù)并圍繞其參考上下波動(dòng)。

3.3 具有雙橋臂儲(chǔ)能電感的逆變器

有學(xué)者提出的具有雙橋臂儲(chǔ)能電感的升壓型逆變器電路拓?fù)淙鐖D4所示。圖中兩個(gè)橋臂直通路徑上都存在一個(gè)儲(chǔ)能電感（L1、L2），并且每個(gè)儲(chǔ)能電感都有一個(gè)續(xù)流二極管（VD1、VD2）與之并聯(lián)。

圖4 具有雙橋臂儲(chǔ)能電感的逆變器電路拓?fù)?/p>

該方案通過分別對(duì)儲(chǔ)能電感電流與輸出濾波電容電壓進(jìn)行控制，從而間接地實(shí)現(xiàn)對(duì)光伏輸入側(cè)電壓Upv與并網(wǎng)電流ig的控制。其中儲(chǔ)能電感電流參考由最大功率點(diǎn)跟蹤（maximum power point tracking, MPPT）算法得出，輸出濾波電容Cf的電壓參考由并網(wǎng)電流ig與其參考的誤差經(jīng)過比例諧振（pro- portional resonant, PR）控制器得出。

該方案使用了兩個(gè)儲(chǔ)能電感，單個(gè)儲(chǔ)能電感量為0.36mH。該文還給出了500W 60V DC/127V 60Hz AC的逆變器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，在輸出功率達(dá)到223W時(shí)效率達(dá)到最大，為93%，在額定工況下，并網(wǎng)電流波形THD達(dá)到4.49%。在該控制策略下，每個(gè)工頻半周中只有一個(gè)儲(chǔ)能電感在進(jìn)行充放電，每個(gè)儲(chǔ)能電感電流圍繞其參考上下波動(dòng)。

3.4 具有儲(chǔ)能電感電流限定的非線性PWM單周期控制逆變器

有學(xué)者提出的電路拓?fù)淙鐖D5所示，在儲(chǔ)能電感L兩端增設(shè)了二極管VD0與開關(guān)管S0。該方案采用了具有儲(chǔ)能電感電流限定的非線性PWM單周期控制逆變方案，能夠適時(shí)地調(diào)整每個(gè)高頻周期的饋能占空比，從而保證輸出電流波形質(zhì)量。

圖5 具有儲(chǔ)能電感電流限定的非線性PWM單周期控制逆變器電路拓?fù)?/p>

該方案使用的儲(chǔ)能電感量為1mH。該文還給出了1kW 110V DC/220V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，在額定工況時(shí)，并網(wǎng)電流波形THD為1.87%，變換效率達(dá)到87.1%。

3.5 輸入側(cè)串入并聯(lián)諧振器的逆變器

有學(xué)者提出的電路拓?fù)淙鐖D6所示。在輸入側(cè)串上一個(gè)并聯(lián)諧振器，該并聯(lián)諧振器對(duì)二次、四次低頻電流呈現(xiàn)很大的阻抗，有效地抑制了輸入側(cè)低頻電流諧波，使得輸入側(cè)電感電流較為平穩(wěn)，進(jìn)而緩解了降壓階段存在的問題。

圖6 輸入側(cè)串入并聯(lián)諧振器的逆變器電路拓?fù)?/p>

在控制策略上采用含PR調(diào)節(jié)器的電壓電流雙環(huán)控制，檢測輸出濾波電容電壓與并網(wǎng)電流，經(jīng)過PR調(diào)節(jié)器生成調(diào)制信號(hào)。

該方案使用的儲(chǔ)能電感量L為5mH，并聯(lián)諧振器中的兩個(gè)電感量L1、L2分別為5mH、10mH。該文設(shè)計(jì)了500W 80V DC/110V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)，并提到在額定工況時(shí)并網(wǎng)電流波形THD為2%，雖未給出變換效率，但本文提供了電網(wǎng)電壓約為55V/50Hz、輸出功率約為80W的實(shí)驗(yàn)波形。

3.6 具有有源緩沖功能的逆變器

有學(xué)者提出的電路拓?fù)淙鐖D7所示。在傳統(tǒng)電路中加入了一個(gè)有源緩沖電路，緩沖電路由開關(guān)管S0、二極管VD1和VD2、緩沖電容Cc構(gòu)成，并且在逆變橋側(cè)無需與開關(guān)管串聯(lián)阻斷二極管。當(dāng)輸入功率大于輸出側(cè)瞬時(shí)功率時(shí)，電感能量通過VD1、VD2存儲(chǔ)在緩沖電容Cc上；當(dāng)輸入功率小于輸出側(cè)瞬時(shí)功率時(shí)，緩沖電容Cc通過逆變橋和S0將所存儲(chǔ)的能量進(jìn)行釋放，從而解決了降壓階段電感無法去磁的問題。

圖7 具有有源緩沖功能的逆變器電路拓?fù)?/p>

在電路正常運(yùn)行時(shí)，緩沖電容上的電壓被控制為大于電網(wǎng)電壓峰值，在假定輸入電流IIN連續(xù)的前提下，根據(jù)數(shù)學(xué)關(guān)系，推導(dǎo)出當(dāng)緩沖電路能夠緩沖二倍頻功率脈動(dòng)時(shí)，緩沖電容Cc上的電壓與電流的數(shù)學(xué)表達(dá)式；再結(jié)合電路的狀態(tài)方程，得到各個(gè)模態(tài)的對(duì)應(yīng)占空比。

該方案使用的儲(chǔ)能電感量為1mH。該文還給出了400W 70V DC/100V 50Hz AC的逆變器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，在額定工況下，并網(wǎng)電流波形THD達(dá)到4.24%，變換效率為94.5%。在較好地實(shí)現(xiàn)了升壓逆變功能的同時(shí)，還實(shí)現(xiàn)了有源緩沖功能，獲得了平穩(wěn)的輸入電流。

4 結(jié)論

1）單級(jí)單相升壓型逆變技術(shù)的主要難點(diǎn)在于：在一個(gè)輸出側(cè)交流電壓周期內(nèi)逆變器既要實(shí)現(xiàn)升壓又要實(shí)現(xiàn)降壓。在傳統(tǒng)電路拓?fù)渲?，由于只存在兩個(gè)電路模態(tài)，所以即使采用了改進(jìn)控制策略方案，也仍不能從根本上解決降壓階段所存在的固有缺陷，并且儲(chǔ)能電感量較大。

在傳統(tǒng)電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上，巧妙地引入合適的元件，以構(gòu)造更加靈活的能量流動(dòng)路徑、將儲(chǔ)能電感電流控制為合理的狀態(tài)是該項(xiàng)技術(shù)的關(guān)鍵。本文所述各方案對(duì)比見表1。相比較基于傳統(tǒng)電路拓?fù)涞母倪M(jìn)控制策略方案，采用新穎電路拓?fù)涞姆桨感Ч鼉?yōu)。

表1 單級(jí)單相升壓逆變方案對(duì)比

2）在逆變系統(tǒng)中，輸入側(cè)直流源（例如蓄電池、光伏板等）往往以若干塊組件串聯(lián)的形式獲得其預(yù)定的輸入電壓值，其升壓特性能夠有效地降低直流側(cè)輸入電壓等級(jí)，進(jìn)而減小直流源裝置的體積，能夠適應(yīng)于更廣泛的場合，具有良好的應(yīng)用前景，但國內(nèi)外就單級(jí)單相升壓型逆變技術(shù)所展開的研究較少，亟需學(xué)者投入其中。